基于反电动势的无感无刷马达控制（第二节）[复制链接]本帖最后由番薯ing于2016-6-1710:00编辑第二节直接反电动势检查式无感无刷直流马达驱动在本节，首先回顾了一种常用的反电动势检查方式。之后，我们讨论并提出新奇的反电动势检查方...第二节直接反电动势检查式无感无刷直流马达驱动在本节，首先回顾了一种常用的反电动势检查方式。之后，我们讨论并提出新奇的反电动势检查方案。试验结果证明了旧式反电动势检查方案和无感系统的优点。非常的，一种首先商业化的用于无感无刷马达驱动的廉价混和讯号微控制器被开发，内嵌了测量电路以及马达控制外设，他具有标准的8位微控制器核心。2.1普通反电动势测量方案对单相无刷直流马达来说，标准的，他是用六步120度换相模式来驱动的。在同刹那间，只有单相中的两相通电压。举例来说，当A相和B相通电时，C相悬空。这个通电传导间隔持续60度电角度，也称一步。传统的从一步跳到下一步的方法叫做换向。所以，在一个周期内总共有6步。如后面章节中Fig1.2B所示，第一步是AB，之后是AC，到BC，到BA，到CA到CB之后重复这些模式。
一般，为了获得最佳控制和最大扭力/安培值，我们这样切换电压：保持相内的电压与相反电动势同相。切换时间由定子资料位置决定。由于反电动势的波形由定子位置决定，这就使在反电动势已知的情况下确定换向时间成为可能。在Fig。2.1中，相电压与相反电动势同相。假如过零点的相反电动势才能检测，我们就能否晓得哪些时侯切换电压。如前所述，在任一时刻反电动势，只有两相导通电压，第单相悬空是开放的。这打开了一扇在悬空线圈测量反电动势的窗口。图Fig2.2解释了这些测量方案原理。我们检测了悬空端的端电流。这些方案须要马达中立点电流以得到过零点的反电动势，由于这些反电动势电流是以马达中立点电流为参考的。端电流与中立点电流相比较，则过零点的反电动势就得到了。在多数情况下，马达中立点不好得到。实际上，最常使用的方式是构造一个虚拟中立点，理论上，与Y型联接的马达中心点在同一电势，然观后感知虚拟中立点与悬空相的端电流的差异。虚拟中立点用内阻来建立，如图Fig2.2（B）。这些方案比较简单。从这些方式发明下来就仍然被常年使用。并且，这些方案也有缺点。资料因为PWM驱动，中立点并不是静止的点。这点的电势从上倒下跳动。他形成很高的串扰电流和高频噪音。
为此我们须要电流分配器和低通混频器以消弱串扰电流和高频噪音，如图Fig2.3所示。举例来说，假如直流总线电流是300V，中立点的电势能从0V到300V之间变化。比较器容许的串扰电流只有大约5V。我们可知须要多大的衰减。显著的，分压器在低速情况下将消弱讯号敏感性，尤其是在须要更大敏感性的启动阶段。另一方面，须要的低通混频器将导致一个与定子速率无关的固定延后。当定子速率降低时，这个延后占总体时间的比列也在上升。这个延后将妨碍电压曲线和反电动势曲线对齐，将在高速状态下造成严重的切换问题。为此，这些方式常常具有较窄的速率区间。过去，有好多可以支持无刷直流马达的集成电路，她们都基于以上讨论的方案。包括的，的，和的.这种芯片都具有我们提及的缺点。同样，她们都是模拟元件，在实际应用时欠缺弹性。资料在文献中，一些其他无感无刷直流马达控制方案也有所报导。反电动势集成法在定子速率下具有减缓开关噪音敏感度和在换相器切换顿时手动适应的优点。反电动势集成在低速下依然存在确切性问题。定子位置可以由固定在转子上的三次纹波电流组件确定。
缺点是在低速情况下三次纹波电流相对值较低。定子位置信息由联接在未激活相的续流晶闸管（储能晶闸管）的导通状态决定。测量电路相对复杂，但是在低速情况下依然存在问题。2.2推荐的直接反电动势监测方案像之前讨论的那样，在无感系统中，含有杂讯的中立点造成了好多问题。推荐的反电动势监测方案企图回避中立点电流。假如我们采用适当的PWM策略，相对于GND的反电动势电流可以被直接从马达接线端的电流中提取下来。对于无刷直流马达驱动来说，只有单相中的两相在同一时间通电。PWM驱动讯号可以在以下三种形式间改变：-在高臂端:PWM只在高臂端的开关中应用，低臂端在这一步期间保持开状态。.-在低臂端:PWMis被加在低臂端开关上，高臂端在这一步元件保持开状态。-在两端:高臂端和低臂端一起开或关。在我们提出的方案中，PWM讯号只提供给高臂开关，反电动势在PWM关掉时间测得。Fig2.4显示了构想的测量电路。Fig2.4和fig2.2的不同是在fig2.4中在讯号处理时马达中立点电流没有被使用。资料假定在特定的步元件，A相和B相通电，C相悬空。A相的下部开关由PWM控制，B相的上部开关保持接通状态。端电流Vc被检测到。
Fig2.5显示了PWM讯号的分布。资料Fig2.6显示了电路模型的导电剖析当A相的下部开关闭合，电压流经开关到AB的线圈。当移相的下部晶体管关断，电压通过晶闸管续流流经A相上部开关。在此续流元件，在C相没有电压的情况下，端电流Vc在C相被测量到形成的反电动势。通过电路，很简单的得到Vc=Ec+Vn，Vc是悬空端C相的端电流，Ec是相反电动势，Vn是马达中立点电流。从相A，假如后端的晶闸管电压降被忽视，我们有：资料对于B相，假如开关的后端压降忽视，我们有：2.1和2.2相乘得假定这是一个平衡单相系统，假如我们忽视三次纹波，我们有或则我们不忽视三次纹波反电动势，我们有e3代表三次纹波先让我们忽视三次纹波完成剖析通过2.3和2.4我们有为此，端电流Vc资料从前面的方程，可以看作在PWM关掉期间，也就是电压续流元件，悬空相的端电流是直接与反电动势电流成反比的没有叠加任何开关噪音。同样重要的是明白这一点，端电流是与GND为参考的，而不是悬空中立点电流，我们不须要害怕串扰电流。由于真正的反电动势是从端电流中提取的，相反电动势过零点可以被精确的测量到。假如我们考虑三次纹波，从式2.3和2.5所以端电流Vc为此，端电流将参照三次纹波。
然而，由于基本波动的过零点与三次纹波的过零点伴随，三次纹波不会影响基本波形的过零点。我们做了一些测试去显示基本波形与三次纹波之间的联系。Fig2.7和Fig2.8显示马达A的结果。Fig2.9和2.10显示马达B的结果。两种马达的反电动势的波形不同。但是，两个马达的三次纹波的过零点与基本波形重叠，也就是说三次纹波不会影响过零点的基本波形。对马达B来说，单相有点不平衡。虽然在这些状态下，基本波形和三次纹波的的过零点重叠的挺好。资料资料因而我们可以在过零点检查中忽视三次纹波。多项式2.7是一次有效过零检查。为了实现这个方案，Fig2.11显示方案的端电流波形。从这个波形看，当悬空相反电动势讯号可以很容易的从端电流中分离下来。从T1到T2，线圈仍然悬空；从T2到T3，线圈导通；从T3到T4，线圈又悬空。反电动势讯号可以在PWM关断状态下被测量到。假如反电动势为负，换向器的并行三极管最小0.7V。当反电动势为正时，其在端电流中显示下来。在T1到T2期间，过零点的上升沿被监测到；在t3到T4元件，过零点的增长沿被测量到。资料总的来说，反电动势测量技术具有好多优点：#高敏感度。首先，由于我们不使用分压电路，电路没有哪些衰减。
虽然在低速条件下也是有较好的解决方案。第二，高频切换噪音可以由PWM关断元件期间的反电动势取样。同步取样可以比较简单的消除切换杂讯。第三，由于反电动势以GNd为参照，串扰电流最小。#因为没有混频电路，对高速运转状态比较有利。#这些就爱你测方式可以比较容易的用在高电流和低电流系统中，不用在评判电流时过于投入。#由于过零点的反电动势检查是没有衰减的。#他比较容易实现，后续部份会提到。2.3提出的反电动势检查方案的硬件实现开发同步取样电路用于测量反电动势过零点。近来几年，随着混和讯号IC技术，OC（片上系统）元件显得可行。精确模拟，高吞吐量处理器和在系统可编程储存器和其他外设可以被植入单个芯片。SOC元件有好多优点，包括更低的系统成本，更小的容积，优秀的系统表现和可靠性。八位微控制器早已成为近二六年来嵌入式控制系统的主流。我们可以以较低的价钱得到这种元件；指令集愈发易用。因而，反电动势检查电路被嵌入到了标准ST7家族微控制器核心中，使其成为一种廉价的专用的无感无刷直流马达微控制器。首先，让我们看一下反电动势过零点同步测量的具体实现。Fig2.12显示了反电动势过零检查的硬件实现。反电动势讯号通过一个多路复用器，控制器根据马达换相阶段选择哪一路输入成为被测量对象。
由于只有过零点是我们感兴趣的，最高电流被三极管钳制在5V，因而保持电流在检查器放大器的阻值范围内。选择的讯号与固定的接近于0的参考电流做比较。在关掉时间，反电动势被与参考电流做比较。在PWM的上升沿，在PWM打开的早期，也就是关断的末期，将闭锁比较器输出以捕获过零点信息。资料我们推荐的同步取样电路是通过一个廉价的八位微控制器来实现的，它是一种无感无刷直流马达驱动专用芯片。图Fig2.13显示了该元件的框图。芯片界定成四个主要部份。×反电动势过零检查器是一个同步取样电路×延迟管理器是一个计时器和8×8位硬件多路复用控制从过零点到换向的适当延后×PWM管理器选择控制模式，电压控制模式或电流控制模式×通道管理器发送PWM讯号到正确的开关用于6步换向。资料无感无刷直流马达驱动系统的原理图如Fig2.14所示。马达中断电流直接通过限流内阻接给微控制器。对于不同电流的应用，我们须要调节阻值值以设定相应的注入电压。这是一种首先被商业化的专用无感无刷直流马达驱动芯片。相比其他模拟芯片来说，这些新型的微控制器拥有廉价、可靠、弹性大、智能等优点，我们将在此后的手动燃料泵应用中举例说明。换向算法用的是标准的无刷直流马达控制算法。
在反电动势过零后，再过30电角度开始换向。谢谢这些可编程微控制器，这个系统拥有更大弹性，马达在开环速率或闭环速率下运行，取决于应用。并且也愈发便捷适应控制参数。举例来说，过资料零点和换向之间的延后才能很容易的用软件来调节。一般，相反电动势过零到换向的延后是30电角度，这样可以保证反电动势和电压保持同相。对好多高速应拿来说，换向可以在域疗效下完成，以扩充速率范围。在硬件核心中的延时管理单元可以通过软件来调节延后。2.4关键实验波形无感无刷直流马达驱动早已成功应用到好多家庭家电当中，空气排风机，真空吸尘器和手动燃料泵和高压交流供电等。一下波形显示了好多无感无刷直流马达驱动系统的关键操作波形。Fig2.15显示了挪开端电流和反电动势波形。在PWM关掉时期，悬空相的反电动势从悬空端电流中被提取下来。Fig2.16显示了单相端电流，反电动势，过零点讯号。过零讯号的每位触发沿都与过零点的反电动势一致。资料Fig2.17显示了相反电动势和相电压。从反电动势过零点到换向的序列很清楚的表明，反电动势过零点后30度电角度换向发生。像之前描述的那样，虽然在低速条件下，反电动势的幅值较低，过零点检查也有挺好的帧率。
Fig2.18显示了在马达低资料速条件下，反电动势和过零点讯号的波形。虽然反电动势的峰值还不到1V，系统一直运行良好。假如速率须要降到更低，用OPAMP改进的电路拿来放大反电动势讯号。下一章我们将讨论这些改进电路。为了评估过零点精度和换向定时，我们用无感方案的马达来推动一个带有霍尔传感的马达。Fig2.19显示了霍尔传感讯号和电压切换时序。电压切换时机和霍尔传感讯号对齐的挺好，这表明过零测量精度很高。资料对于一般办法，由低通混频器造成的延后促使马达很难达到很高速率。对直接反电动势法来说，速率限制是由反电动势讯号取样率决定的，由于反电动势按开关频度Fs取样。最好的测试结果显示反电动势的取样数起码每步三次就能保证好的帧率。所以最大换向频度是Fs/3.如我们所知，一个周期内有6步。为此，基本频度是Fs/18.假如开关频度是18KHz，基本频度是1Khz。假如马达是4极马达，最大速率可以达到，这早已是一个很高的速率了。Fig2.20显示了四极马达运转在的情况。资料资料
