本发明涉及电路领域，尤指一种llc变换器的均流控制技巧。
背景技术：
交错并联技术才能有效的减少输出杂讯，进而降低输出电容，提升变换器的功率密度。交错并联llc变换器就是将n相llc变换器在同一开关频度下并联运行，其开关讯号相位相差(180/n)°。
llc谐振电路由多个无源元件组成，很难保证参数的一致性。在同一频度下工作时，不同变换器之间增益不同，会引起电压不均衡的现象。据悉，随着不均流状态的持续，各相变换器之间会出现体温不平衡，进一步激化电压不均的现象。均流问题对于多相llc交错并联来说非常重要。因为llc变换器为脉冲频度调制(pfm)，所以当多相交错并联时，每相llc的运行频度一致，引起其不能采用传统的均流控制方式来完成均流。
技术实现要素：
为了克服现有技术的不足，解决llc变换器交错并联时电压不均衡的问题，本发明提供了一种多相交错并联llc变换器的均流控制方式。因为llc变换器为脉冲频度调制(pfm)，其增益与开关频度相关电感器串联和并联公式，而当两个或多个llc变换器交错并联时，其开关频度一致，而又由于谐振器件等磁性器件很难保证完全一致，则并联系统中的各个llc变换器的增益必然不相等，所以在两相或多相llc变换器交错并联时，则会形成电压不均衡的问题出现。本发明在原有的脉冲频度调制(pfm)的基础下，加入零矢量注入的控制方法，改变输入到谐振腔的端口电流，因而在变换器交错并联的状态下，调整不同变换器的增益，从而填补由于器件偏差所导致的llc变换器之间的增益偏差，且不会丧失llc变换器软开关的优点。本发明适用于输入端串联或则并联，输出端并联的多相全桥llc电路，后级检波电路可为任意拓扑，但是后级检波电路的控制方式可以为不控检波或则同步检波。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案的实现步骤为：
步骤1：设计llc电路，输入电流为vin，经过全桥逆变桥后，步入谐振腔并经过变压器变压，变压后的电流经过全桥检波桥输出，其中，检波桥的实际负载为rl，谐振腔的谐振电容为cr，电容cr串联谐振电感lr，并联电感为电枢电感lm，确定关键参数变压器铁损，谐振电容，谐振电感和电枢电感，功放逆变桥与后级检波桥均为全桥结构的llc电路，当参数设计完成后，llc电路的谐振增益急剧确定且不能改变，将多个llc电路进行并联，组成llc电路并联系统，且llc电路的输入端为串联或并联，输出端为并联；
步骤2：对于输入端串联或则并联输出端并联的llc电路，使每相的mos管开关讯号相位相差(180/n)°，其中n为并联系统中llc电路的个数，此即为交错并联；在每位开关周期对每相llc电路的谐振电压的峰值进行取样，表示为llc电路并联系统谐振电压的平均值，iri为第i相的谐振电压峰值的取样值，eri为第i相与并联系统的谐振电压平均值的偏差：
γi定义为第i相llc变换器的零矢量因子，调节第i相增益所注入的零矢量时间为t＝γits，其中ts为llc变换器的开关频度；定义gac为llc变换器的谐振腔增益：
式(3)中k为电枢电感与谐振电感的比值，k＝lm/lr，q为品质质数rac为等效负载，rac＝8n2rl/π2，其中n为变压器的铁损，rl为实际负载；fx＝fs/fr，fs为开关频度，fr为谐振频度，
定义gt为单个llc变换器的整体增益，γi与llc电路的整体增益公式为：
其中n为变压器的铁损；
步骤3：当llc并联系统中参数设计完成后，当测量到第i相的谐振电压小于并联系统的谐振电压的平均值时，即eri≠0时，则通过pi控制器的调节，将第i相变换器的零矢量的长度降低，进而降低其电压值，直到eri＝0，此时第i相llc电路的谐振电压等于llc并联系统谐振电压的平均值；llc并联系统中的每一相llc电路均进行控制，当llc并联系统的每一相的偏差eri＝0时，每一相的谐振电压都与llc并联系统的谐振电压平均值相等，即完成了均流控制；
所述步骤1到步骤3中，用于参与均流控制的谐振电压亦可换作检波桥的输出电压，其控制方式与谐振电压一致；在每位开关周期对每一相llc变换器的检波桥输出电压的峰值进行取样，表示为llc并联系统检波桥输出电压的平均值，ioi为第i相的检波桥输出电压峰值的取样值，eoi为第i相检波桥输出电压与并联系统的检波桥输出电压平均值的偏差：
当测量到第i相的检波桥输出电压小于并联系统的检波桥输出电压的平均值时，即eoi≠0时，则通过pi控制器的调节，调整第i相的开关讯号改变第i相的零矢量长度，进而降低第i相电压值，直到eoi＝0，此时第i相的检波桥输出电压等于并联系统谐振电压的平均值；llc并联系统中的每一相llc变电路都进行控制，当系统每一相的偏差eoi＝0时，每一相的检波桥输出电压都与并联系统的检波桥输出电压平均值相等，即完成了均流控制。
本发明的有益疗效在于：
(1)本发明的均流控制方式在不改变llc变换器的拓扑结构的条件下完成均流，不添加多余的硬件，不降低并联系统成本。
(2)本发明的均流控制方式不会使llc变换器丧失软开关，即保证了均流，又保证了变换器的效率。
(3)可用在交错并联系统，实现均流的同时也降低系统输出杂讯，提升系统容量。
(4)系统的均流控制可以按照并联状态实时调整，某相出故障时可借助软件关掉该相，不影响整个并联系统的正常工作。
附图说明
图1为本发明llc变换器的拓扑结布光。
图2为本发明的控制原理图。
图3为本发明未注入零矢量时谐振腔的输入电流。
图4为本发明中注入零矢量后谐振腔的输入电流。
图5为本发明零矢量注入方式的示意图。
图6为本发明输入及输出端均并联的电路结布光。
图7为本发明输入串联输出并联的电路结布光。
具体施行方法
下边结合附图和施行例对本发明进一步说明。
本发明提出了一种新型的均流控制方式，才能在llc变换器交错并联的前提下完成均流，而且不添加额外的硬件或则改变电路结构，不降低系统成本，但是在实现均流的同时还能不遗失llc变换器软开关的优点。
因为电感、电容以及变压器等器件不可防止的偏差，会造成并联系统中单独相llc变换器之间的增益不同，因而形成电压不均等的问题。为了补偿增益的差别，本发明中提出了零矢量注入的方式，通过向谐振腔的输入电流uab中注入零矢量，因而调整变换器的整体增益以实现均流。
本发明的实现步骤为：
步骤1：设计llc电路，输入电流为vin，经过全桥逆变桥后，步入谐振腔并经过变压器变压，变压后的电流经过全桥检波桥输出，其中，检波桥的实际负载为rl，谐振腔的谐振电容为cr，电容cr串联谐振电感lr，并联电感为电枢电感lm，确定关键参数变压器铁损，谐振电容，谐振电感和电枢电感，如图1所示，功放逆变桥与后级检波桥均为全桥结构的llc电路，当参数设计完成后，llc电路的谐振增益急剧确定且不能改变，除非重新设计，将多个llc电路进行并联，组成llc电路并联系统，且llc电路的输入端为串联或并联，输出端为并联，如图6、7所示。
步骤2：对于输入端串联或则并联输出端并联的llc电路，使每相的mos管开关讯号相位相差(180/n)°，其中n为并联系统中llc电路的个数，此即为交错并联；在每位开关周期对每相llc电路的谐振电压的峰值进行取样，表示为llc电路并联系统谐振电压的平均值，iri为第i相的谐振电压峰值的取样值，eri为第i相与并联系统的谐振电压平均值的偏差：
γi定义为第i相llc变换器的零矢量因子，调节第i相增益所注入的零矢量时间为t＝γits，其中ts为llc变换器的开关频度；定义gac为llc变换器的谐振腔增益：
式(3)中k为电枢电感与谐振电感的比值，k＝lm/lr，q为品质质数rac为等效负载，rac＝8n2rl/π2，其中n为变压器的铁损，rl为实际负载；fx＝fs/fr，fs为开关频度，fr为谐振频度，
定义gt为单个llc变换器的整体增益，γi与llc电路的整体增益公式为：
其中n为变压器的铁损；
步骤3：当llc并联系统中参数设计完成后，谐振器件(谐振电容、谐振电感、励磁电感)的参数不再改变，gac仅由开关频度决定，每一相的零矢量注入的长度由pi控制器决定，由公式(4)可知，当γi越大时，变换器的增益越小。当测量到第i相的谐振电压小于并联系统的谐振电压的平均值时，即eri≠0时，则通过pi控制器的调节，将第i相变换器的零矢量的长度降低，进而降低其电压值，直到eri＝0，此时第i相llc变换器的谐振电压等于并联系统谐振电压的平均值；并联系统中的每一相llc变换器都用此方式进行控制，当系统达到稳定(即每一相的偏差eri＝0)时，每一相的谐振电压都与并联系统的谐振电压平均值相等电感器串联和并联公式，即完成了均流控制。输出电流始终由逆变桥的开关频度决定，以上控制方式如图2中所示。
步骤4：上述步骤1到步骤3方式中，用于参与均流控制的谐振电压亦可换作检波桥的输出电压，其控制方式与谐振电压一致。在每位开关周期对每一相llc变换器的检波桥输出电压的峰值进行取样，以n路为例，表示为并联系统检波桥输出电压的平均值，ioi为第i相的检波桥输出电压峰值的取样值，eoi为第i相检波桥输出电压与并联系统的检波桥输出电压平均值的偏差：
当测量到第i相的检波桥输出电压小于并联系统的检波桥输出电压的平均值时，即eoi≠0时，则通过pi控制器的调节，调整第i相的开关讯号改变第i相的零矢量长度，进而降低第i相电压值，直到eoi＝0，此时第i相的检波桥输出电压等于并联系统谐振电压的平均值；并联系统中的每一相llc变换器都用此方式进行控制，当系统达到稳定(即每一相的偏差eoi＝0)时，每一相的检波桥输出电压都与并联系统的检波桥输出电压平均值相等，即完成了均流控制。
图3为未注入零适量时谐振腔的输入电流，图4为注入零适量后谐振腔的输入电流。零矢量注入的形式如图5所示，图中实线为未注入零矢量时的开关讯号，白色虚线为注入零矢量以后的开关讯号，白色讯号为输入到谐振腔的电流uab。
以两相全桥llc变换器并联为例，具体步骤为：
步骤1：设计llc变换器，确定关键参数，如变压器铁损，谐振电容，谐振电感，电枢电感等，以前后级均为全桥结构的llc变换器的拓扑为例，如图1所示。当参数设计完成后，llc变换器的谐振增益急剧确定且不能改变，除非重新设计。将设计好的单台llc变换器组成并联系统，输入端可串联亦可并联，输出端必须为并联，如图6、7所示。
步骤2：对于输入串联或则并联，输出并联的llc电路，使其开关讯号相位相差90°，此即为交错并联。在每位开关周期对其谐振电压的峰值进行取样，表示为并联系统谐振电压的平均值，i1、i2分别为第一相和第二相的谐振电压峰值的取样值，e1、e2为每一相与并联系统的谐振电压平均值的偏差：
γ1、γ2为每一相llc变换器的零矢量因子，拿来调节增益所注入的零矢量时间为t＝γits，其中ts为llc变换器的开关频度；定义gac为llc变换器的谐振腔增益：
式(8)中k为电枢电感与谐振电感的比值，k＝lm/lr，q为品质质数rac为等效负载，rac＝8n2rl/π2，fr为谐振频度，fx＝fs/fr；
γi与llc变换器的整体增益公式为：
其中n为变压器的铁损；
步骤3：当llc变换器设计完成后，其谐振器件的参数不能改变，gac仅由开关频度决定。每一相的零矢量注入的长度由pi控制器给出，由公式(9)可知当γ越大时，变换器的增益越小，若当测量到第一相的谐振电压小于并联系统的谐振电压的平均值时，即e1＜0时，此时将e1作为pi控制器的输入，通过调节，使用如图5所示的形式降低第一相的注入零矢量的长度，进而降低其电压值，直到e1＝0，此时第一相的谐振电压等于并联系统谐振电压的平均值。当第一相的谐振电压等于并联系统谐振电压的平均值时，第二相的谐振电压也就必然等于并联系统谐振电压的平均值，实现均流。
以上控制方式如图2中所示。
步骤4：若当前测量到第二相的谐振电压小于并联系统的谐振电压的平均值时，即e2＜0时，此时e2作为pi控制器的输入，通过调节，使用如图5所示的形式降低第二相的注入零矢量的长度，进而降低其电压值，直到e2＝0，此时第一相的谐振电压等于并联系统谐振电压的平均值。当第二相的谐振电压等于并联系统谐振电压的平均值时，第一相的谐振电压也就必然等于并联系统谐振电压的平均值，均流实现。以上控制方式如图2中所示。
步骤5：输出电流的控制则与传统的llc一致，始终由逆变桥的开关频度决定，如图2中所示。
步骤6：上述控制方式中，用于参与均流控制的谐振电压亦可换作检波桥的输出电压，其控制方式与谐振电压一致。