在并联稳压电路中我们提到并联稳压电源有效率低、输出电流调节范围小和稳定度不高这三个缺点。而串联稳压电源刚好可以防止这种缺点，所以现今广泛使用的通常都是串联稳压电源。
一、简易串联稳压电源1、原理剖析
图4－1－1是简易串联稳压电源，T1是调整管，D1是基准电流源，R1是限流阻值，R2是负载。因为T1集电极电流被D1固定在UD1，T1发射结电流（UT1）BE在T1正常工作时基本是一个固定值（通常硅管为0.7V，锗管为0.3V），所以输出电流UO＝UD1－（UT1）BE。当输出电流远小于T1发射结电流时，可以忽视（UT1）BE，则UO≈UD1。
下边我们剖析一下建议串联稳压电源的稳压工作原理：
假定因为某种诱因导致输出电流UO减少，即T1的发射极电流（UT1）E增加，因为UD1保持不变，因而导致T1发射结电流（UT1）BE上升，导致T1集电极电压（IT1）B上升，进而导致T1发射极电压（IT1）E被放大β倍上升，由晶体管的负载特点可知，这时T1导通愈发充分管压降（UT1）CE将迅速减弱，输入电流UI更多的加到负载上，UO得到快速下降。这个调整过程可以使用下边的变化关系图表示：
UO↓→（UT1）E↓→UD1恒定→（UT1）BE↑→（IT1）B↑→（IT1）E↑→（UT1）CE↓→UO↑
当输出电流上升时，整个剖析过程与前面过程的变化相反，这儿我们就不再重复，只是简单的用下边的变化关系图表示：
UO↑→（UT1）E↑→UD1恒定→（UT1）BE↓→（IT1）B↓→（IT1）E↓→（UT1）CE↑→UO↓
这儿我们只剖析了输出电流UO增加的稳压工作原理，虽然输入电流UI增加等其他情况下的稳压工作原理都与此类似，最终都是反应在输出电流UO增加上，因而工作原理大致相同。
从电路的工作原理可以看出，稳压的关键有两点：一是稳压管D1的稳压值UD1要保持稳定；二是调整管T1要工作在放大区且工作特点要好。
虽然还可以用反馈的原理来说明简易串联稳压电源的工作原理。因为电路是一个射极输出器，属于电流串联负反馈电路，电路的输出电流为UO＝（UT1）E≈（UT1）B，因为（UT1）B保持稳定，所以输出电流UO也保持稳定。
简易串联稳压电源因为使用固定的基准电流源D1，所以当须要改变输出电流时只有更换稳压管D1，这样调整输出电流特别不便捷。另外因为直接通过输出电流UO的变化来调节T1的管压降（UT1）CE，这样控制作用较小，稳压疗效还不够理想。因而这些稳压电源仅仅适宜一些比较简单的应用场合。
2、电路实例
图4－1－1是简易串联稳压电源的一个实际应用电路，这个电路用在上海市无线电五厂生产的“咏梅”牌771型8管台式收音机上。其中T8、DZ、R18构成简易稳压电路，B6、D4～D7、C21组成检波混频电路。因为T8发射结有0.7V压降，为保证输出电流达到6V，应选用稳压值为6.7V左右的稳压管。
二、串联负反馈稳压电源因为简易串联稳压电源输出电流受稳压管稳压值得限制未能调节，当须要改变输出电流时必须更换稳压管，导致电路的灵活性较差；同时由输出电流直接控制调整管的工作，导致电路的稳压疗效也不够理想。所以必须对简易稳压电源进行改进，降低一级放大电路，专门负责将输出电流的变化量放大后控制调整管的工作。因为整个控制过程是一个负反馈过程，所以这样的稳压电源叫串联负反馈稳压电源。
1、原理剖析
图4－2－1是串联负反馈稳压电路电路图，其中T1是调整管，D1和R2组成基准电流，T2为比较放大器，R3～R5组成采样电路，R6是负载。其电路组成框图见图4－2－2。
假定因为某种缘由导致输出电流UO增加时，通过R3～R5的采样电路，导致T2栅极电流（UT2）O成比列增长，因为T2发射极电流（UT2）E受稳压管D1的稳压值控制保持不变，所以T2发射结电流（UT2）BE将减少，于是T2栅极电压（IT2）B减少，T2发射极电压（IT2）E追随减少，T2管压降（UT2）CE降低，造成其发射极电流（UT2）C上升，即调整管T1集电极电流（UT1）B将上升，T1管压降（UT1）CE降低，使输入电流UI更多的加到负载上，这样输出电流UO就上升。这个调整过程可以使用下边的变化关系图表示：
UO↓→（UT2）O↓→UD1恒定→（UT2）BE↓→（IT2）B↓→（IT2）E↓→（UT2）CE↑
→（UT2）C↑→（UT1）B↑→（UT1）CE↓→UO↑
当输出电流下降时整个变化过程与前面完全相反，这儿就不再赘言，简单的用右图表示：
UO↑→（UT2）O↑→UD1恒定→（UT2）BE↑→（IT2）B↑→（IT2）E↑→（UT2）CE↓
→（UT2）C↓→（UT1）B↓→（UT1）CE↑→UO↓
与简易串联稳压电源相像，当输入电流UI或则负载等其他情况发生时，就会导致输出电流UO的相应变化，最终都可以用前面剖析的过程说明其工作原理。
在串联负反馈稳压电源的整个稳压控制过程中，因为降低了比较放大电路T2，输出电流UO的变化经过T2放大后再去控制调整管T1的栅极，使电路的稳压性能得到提高。T2的β值越大，输出的电流稳定性越好。
2、调节输出电流
后面我们还说到R3～R5是采样电路，因为采样电路并联在稳压电路的输出端，而采样电压实际上是通过这三个内阻分压后得到。在选定R3～R5的电阻时，可以通过选择适当的内阻值来使流过于压内阻的电压远小于流过T2栅极的电压。也就是说可以忽视T2栅极电压的分流作用，这样就可以用内阻分压的估算方式来确定T2栅极电流（UT2）B。
当R4滑动到最下端时T2相线电流（UT2）B为：
此时输出电流为：
这时的输出电流是最小值。
当R4滑动到最上端时T2集电极电流（UT2）B为：
此时输出电流为：
这时的输出电流是最大值。
以上估算中，当（UT2）BE《《UD1时可以忽视（UT2）BE的值。
通过前面的估算我们可以看出，只要合适选择R3～R5的电阻就可以控制输出电流UO的范围，改变R3和R5的电阻就可以改变输出电流UO的边界值。
3、增加输出电压
当输出电压不能达到要求时，可以通过采用复合调整管的方式来降低输出电压。通常复合调整管有四种联接形式，如图4－2－7所示。
图4－2－7中的复合管都是由一个小功率二极管T2和一个大功率二极管T1联接而成。复合管就可以看作是一个放大倍数为βT1βT2，极性和T2一致，功率为（PT1）PCM的大功率管，而其驱动电压只要求（IT2）B。
图4－2－8是一个实用串联负反馈稳压电源电路图。此电路采用图4－2－7（a）中的复合管联接方式来降低输出电压大小。另外还降低了一个电容C2，它的主要作用是避免形成移相振荡，一旦发生移相振荡可由C2将其旁路掉。
三、设计实例这一节我们综合运用上面各章节的知识，按照给定条件实际设计一个直流稳压电源，通过这个设计实例更好的把握串联负反馈稳压电源的设计。因为是业余条件下的设计，有些参数指标并没有过多考虑，有部份参数以经验值进行计算。这样可以防止涉及过深、过多的理论知识，对于业余条件下的应用完全可以满足。
1、电路指标
①直流输出电流UO：6V～15V；
②最大输出电压IO：500mA；
③电网电流变化±10％时电子发烧友并联电阻，输出电流变化大于±1％；
2、电路初选
图4－3－1：直流稳压电源电路设计初选电路图
因为桥式检波、电容混频电路非常成熟，这儿我们选择桥式检波、电容混频电路作为电源的检波、滤波部份。因为要求电源输出电流有一定的调整范围，稳压电源部份选择串联负反馈稳压电路。同时因为对输出电压要求比较大，调整管必须采用复合管。综合这种诱因可以初步确定电路的形式，参见图4－2－9。
3、变压部份
这一部份主要估算变压器B1次级输出电流（UB1）O和变压器的功率PB1。
通常检波混频电路有2V以上的电流波动（设为ΔUD）。调整管T1的管压降（UT1）CE应维持在3V以上，才会保证调整管T1工作在放大区。检波输出电流最大值为15V。按照第二章《常用检波混频电路估算表》可知，桥式检波输出电流是变压器次级电流的1.2倍。
当电网电流增长－10％时，变压器次级输出的电流应能保证后续电路正常工作，这么变压器B1次级输出电流（UB1）OMIN应当是：
（UB1）OMIN＝（ΔUD＋（UT1）CE＋（UO）MAX）÷1.2
（UB1）OMIN＝（2V＋3V＋15V）÷1.2＝20V÷1.2＝16.67V
则变压器B1次级额定电流为：
（UB1）O＝（UB1）OMIN÷0.9
（UB1）O＝16.67V÷0.9＝18.5V
当电网电流上升＋10％时，变压器B1的输出功率最大。这时稳压电源输出的最大电压（IO）MAX为500mA。此时变压器次级电流（UB1）OMAX为：
（UB1）OMAX＝（UB1）O×1.1
（UB1）OMAX＝18.5V×1.1＝20.35V
变压器B1的设计功率为：
PB1＝（UB1）OMAX×（IO）MAX
PB1＝20.35V×500mA＝10.2VA
为保证变压器留有一定的功率余量，确定变压器B1的额定输出电流为18.5V，额定功率为12VA。实际订购零件时假如没有输出电流为18.5V的变压器可以选用输出电流为18V或以上的变压器。当选用较高输出电流的变压器时，前面各部份电路的参数须要重新估算，以免因为电流过低导致器件损毁。
4、整流部份
这一部份主要估算检波管的最大电压（ID1）MAX和耐压（VD1）RM。因为四个检波管D1～D4参数相同，所以只须要估算D1的参数。
按照第二章《常用检波检波电路估算表》可知，检波管D1的最大检波电压为：
（ID1）MAX＝0.5×IO
（ID1）MAX＝0.5×500mA＝0.25A
考虑到采样和放大部份的电压，可选定最大电压（ID1）MAX为0.3A。
检波管D1的耐压（VD1）RM即当市电上升10％时D1两端的最大反向峰值电流为：
（VD1）RM≈1.414×（UB1）OMAX＝1.414×1.1×（UB1）O≈1.555×（UB1）O
（VD1）RM≈1.555×18.5V≈29V
得到那些参数后可以查阅有关检波晶闸管参数表，这儿我们选择额定电压1A，反向峰值电流50V的作为检波晶闸管。
5、滤波部份
这儿主要估算混频电容的电容量C1和其耐压VC1值。
按照按照第二章混频电容选择条件公式可知混频电容的电容量为（3－5）×0.5×T÷R，通常系数取5，因为市电频度是50Hz，所以T为0.02S，R为负载内阻。
当最不利的情况下，即输出电流为15V，负载电压为500mA时：
C1＝5×0.5×T÷（UO÷IO）
C1＝5×0.5×0.02S÷（15V÷0.5A）≈1666μF
当市电上升10％时检波电路输出的电流值最大，此时混频电容承受的最大电流为：
VC1＝（UB1）OMAX＝20.35V
实际上普通电容都是标准电容值，只能选定相仿的容量，这儿可以选择2200μF的铝制电解电容。耐压可选择25V以上，通常为留有余量并保证常年使用中的安全，可将混频电容的耐压值选大一点，这儿选择35V。
6、调整部份
调整部份主要是估算调整管T1和T2的基极－发射极反向击穿电流（BVT1）CEO，最大容许基极电压（IT1）CM，最大容许栅极耗散功率（PT1）CM。
在最不利的情况下，市电上升10％，同时负载断路，检波混频后的出电流全部加到调整管T1上，这时调整管T1的基极－发射极反向击穿电流（BVT1）CEO为：
（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V
考虑到留有一定余量，可取（BVT1）CEO为25V。
当负载电压最大时最大容许基极电压（IT1）CM为：
（IT1）CM＝IO＝500mA
考虑到放大采样电路须要消耗少量电压，同时留有一定余量，可取（IT1）CM为600mA。
这样大容许栅极耗散功率（PT1）CM为：
（PT1）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT1）CM
（PT1）CM＝（20.35V-6V）×600mA＝8.61W
考虑到留有一定余量，可取（PT1）CM为10W。
查询晶体管参数指南后选择作为调整管T1。该管参数为：PCM＝20W，ICM＝1A，BVCEO≥50V，完全可以满足要求。假如实在难以找到也可以考虑用取代，该管参数为：PCM＝50W，ICM＝5A，BVCEO≥60V。
选择调整管T1时须要注意其放大倍数β≥40。
调整管T2各项参数的估算原则与T1类似，下边给出各项参数的估算过程。
（BVT2）CEO＝（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V
同样考虑到留有一定余量，取（BVT2）CEO为25V。
（IT2）CM＝（IT1）CM÷βT1
（IT2）CM＝600mA÷40＝15mA
（PT2）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT2）CM
（PT2）CM＝（20.35V－6V）×15mA＝0.
考虑到留有一定余量，可取（PT2）CM为250mW。
查询晶体管参数指南后选择3GD6D作为调整管T2。该管参数为：PCM＝500mW，ICM＝20mA，BVCEO≥30V，完全可以满足要求。还可以采用9014作为调整管T2，该管参数为：PCM＝450mW，ICM＝100mA，BVCEO≥45V，也可以满足要求。
选择调整管T2时须要注意其放大倍数β≥80。
则此时T2所须要的栅极驱动电压为：
（IT2）MAX＝（IT2）CM÷βT1＝15mA÷80＝0.
7、基准电源部份
基准电源部份主要估算稳压管D5和限流内阻R2的参数。
稳压管D5的稳压值应当大于最小输出电流UOMIN，而且也不能过小，否则会影响稳定度。这儿选择稳压值为3V的2CWCW51，该型稳压管的最大工作电压为71mA，最大帧率为250mW。为保证稳定度，稳压管的工作电压ID5应当尽量选择大一些。而其工作电压ID5＝（IT3）CE＋IR2，因为（IT3）CE在工作中是变化值，为保证稳定度取IR2＞＞（IT3）CE，则ID5≈IR2。
这儿初步确定＝8mA，则R2为：
R2＝（UOMIN－UD5）÷
R2＝（6V－3V）÷8mA＝375Ω
实际选择时可取R2为390Ω
当输出电流UO最高时，为：
＝UOMAX÷R2
＝15V÷390≈38.46mA
这时的电压大于稳压管D5的最大工作电压，可见选择的稳压管能否安全工作。
8、取样部份
采样部份主要估算采样内阻R3、R4、R5的电阻。
因为采样电路同时接入T3的栅极，为防止T3栅极电压IT3B对采样电路分压比形成影响，须要让IT3B＞＞IR3。另外为了保证稳压电源空载时调整管才能工作在放大区，须要让IR3小于调整管T1的最小工作电压（IT1）CEMIN。因为最小工作电压（IT1）CEMIN为1mA，因而取＝10mA。则可得：
R3＋R4＋R5＝UOMIN÷
R3＋R4＋R5＝6V÷10mA＝600Ω
当输出电流UO＝6V时：
UD5＋（UT3）BE＝（R4＋R5）÷（R3＋R4＋R5）×UO
（R4＋R5）＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO
（R4＋R5）＝（3V＋0.7V）×600Ω÷6V＝370Ω
当输出电流UO＝15V时：
UD5＋（UT3）BE＝R5÷（R3＋R4＋R5）×UO
R5＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO
R5＝（3V＋0.7V）×600Ω÷15V＝148Ω
实际选择时可取R5为150Ω。这样R4为220Ω，R3为230Ω。但实际选择时可取R3为220Ω。
9、放大部份
放大部份主要是估算限流内阻R1和比较放大管T3的参数。因为这部份电路的电压比较小，主要考虑T3的放大倍数β和基极－发射极反向击穿电流（BVT1）CEO。
这儿须要T3工作在放大区，可通过控制T3的基极电压（IT3）C来达到。而（IT3）C是由限流内阻R1控制，而且有：
IR1＝（IT3）C＋（IT2）B
一方面，为保证T1就能满足负载电压的要求，要求满足IR1＞（IT2）B；另一方面，为保证T3稳定工作在放大区，以保证电源的稳定度，其基极电压（IT3）C不能太大。
这儿可以选IR1为1mA，当输出电流最小时，则R1为：
R1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷IR1
R1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷1mA＝7.6KΩ
实际选择时可取R1为7.5KΩ。
当输出电流最大时，IR1为：
IR1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷R1
IR1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷7.5KΩ≈1.013mA
可见当输出电流最大时IR1上升幅度仅1％，对T3工作点影响不大，可满足要求。
因为放电电路的电压并不大，各项电流也都大于调整电路，可以直接选用3GD6D或9014作为放大管T3。
10、其他器件
在T2的栅极与地之间并联有电容C2，此电容的作用是为避免发生移相振荡影响电路工作的稳定性，通常可取0.01μF/35V。在电源的输出端并联的电容C3是为提升输出电流的稳定度，非常对于瞬时大电压可以起到较好的抑制作用，可选470μF/25V铝电解电容。
10、总结
通过上面的估算，早已得到了所有器件的参数。可以将这种参数标明到图4－3－1中，这样就得到完整的串联负反馈稳压电源电路图，见图4－3－2。这儿估算的虽然都还只是初步的参数，实际组装完毕后应当仔细检测电源的各项指标是否符合要求，各部份器件工作是否正常。假如发现问题，应当按照实际情况做出调整。按照调整的结果来修正原理图中的电路参数，最终完成稳压电源的设计。
四、串联稳压电源的改进举措上面介绍的串联负反馈稳压电源只是一种基本的稳压电路，实际使用中的稳压电源可能会有各类各样的特殊要求。有些要求更高的电流稳定度，有些要求更大的输出电压能力，有些要求有漏电保护。这样就须要针对不同的要求对上面介绍的电路进行改进。下边就对串联负反馈稳压电源的各种改进举措进行介绍。
1、改善稳定度
通常改善稳定度的方式有：使用恒流源负载、增加电流放大部份的级数、采用辅助的稳定电源、增加补偿电路等方式。
使用恒流源负载
因为串联负反馈稳压电路是通过输出电流的变化量，经放大后来调节调整管的管压降达到稳压的目的。当放大倍数越高，电源的稳定度就越高。对于二极管放大器，当栅极内阻越大同时输入内阻越小时，放大倍数就越大。但纹波内阻过会议导致基极电压过小，会导致输入内阻减小。为解决这个矛盾，可以使用恒流源负载取代栅极内阻。
图4－4－1是一种使用二极管恒流源的稳压电路。图中实线框内的T4、D2、R6、R7组成恒流源电路，作为T3发射极负载。
图4－4－2是使用恒流晶闸管作为恒流源的稳压电路。恒流晶闸管一种能在比较宽的电流范围内提供恒定电压的半导体元件。因为具有直流等效内阻低、交流动态阻抗高、稳定系数小、直流电压降可调的优点。因而可用于替代图4－4－1中的二极管恒流源。
图4－4－3是使用场效应管作为恒流源的串联负反馈稳压电路。因为结型场效应管具有类似恒流晶闸管的特点，当漏极D接到检波混频后的电流，基极G与源极S联接后接到放大管T3的栅极时，场效应管就成了放大管T3的栅极恒流源负载。
降低电流放大部份的级数
因为当放大电路的放大倍数越高时，电源的稳定度就越高。通常单管放大电路的放大倍数有限，可以采用降低放大电路级数的方式来提升放大倍数，这样也可以大大增强电源的稳定度。不过降低放大电路的级数后，电路更容易形成移相振荡电子发烧友并联电阻，在设计放大电路时须要采取手段防止电路形成自激。因为降低电流放大级数不可防止的降低了电路的复杂程度，通常分离器件制做的稳压电源中较少使用此方式。
采用辅助的稳定电源
在基本方式的串联负反馈稳压电路中，放大管T3的栅极电路R1直接联接到经检波混频后的电流上。因为这个电流不是稳定的电流，当其发生变化时，其变化量会加到调整管的栅极，从而影响输出电流稳定度。可以通过将R1接入到一个稳定电流的方式来防止这些影响。图4－4－2中，D2、R6组成辅助稳压电源，负责向R1提供稳定的电流。这些方式的稳压电路一般用在大输出电压的稳压电源中，可以明显提升电源的稳定度。
降低补偿电路
因为串联负反馈稳压电路是通过输出电流的变化量来控制稳定度，这么可以直接使用输入电流的波动或则负载电压的波动来进行补偿控制，理想状态下可以达到补偿疗效恰好等于输出电流的变化量。但因为补偿量的估算比较复杂，实际电路中受各类诱因影响，补偿疗效也无法达到要求。一般较少采用此方式，多为针对特定电路采取的临时举措。
