在高频开关系统中，通过并联内阻检测电压时，您可能会观察到正弦波电压纹跌幅值过大、方波杂讯或快速转换电压过冲或过低的高频噪音等问题。这种问题是由并联的分流电感造成的，当并联内阻值较低时，尤其是在1mΩ以下时，分流电感就显得更为显著。
图1：这是分流电感问题的等效电路图。开关稳压器的方波输出被L1和C1混频，致使电压杂讯是正弦波。H1捕获实际电压波形(由ROUT1侦测)，E1捕获并联内阻的精确电流及电感(由Rout侦测)，如同电压测量放大器(20V电源有助于便捷地偏置和缩放以同时查看输出波形)。
您可能碰到不正确的正弦波波纹讯号幅度和波形的问题。这儿建模的一个实例中，波纹讯号太大，使人怀疑整个检测的确切性。电路图中显示了一个神秘的三角波，在并联内阻附近，在我对电路进行仿真时才注意到。
图2：红色曲线代表实际的谐波电压；红色曲线代表并联阻值的压降，跟不带输入混频器的电压测量放大器输出的讯号是一样的。请注意，三角波的幅值比正弦波大得多(源E和H被缩放，当一切正常时，它们将匹配)。
图3：绘出了我们在应用中见到的问题。它有一个输入混频器，所以放大器输出的波形是余弦的，但幅值过大。这只不过是检波电容器太小的问题。
图4：此应用电路图显示混频器在RFILT和CFILT处的初始值不正确电感并联分流公式，形成了图3的波形。将CFILT修正为0.3µF后将提供正确的波形和幅值，如图5所示。
图5：串扰有正确的检波值。波形相互重叠。
正弦波杂讯在并联内阻有足够的分流电感时确实会弄成三角波形。放大器最初有一个正弦波输出，由于设计人员明智地在放大器输入处使用了一个低通混频器，并且它没有被正确地“调整”。在这些情况下，须要调整的有电容值，直至杂讯符合正确的估算值。实际应用中的分流问题是电感并联分流公式，由于电感尺寸的不确定，它们不违背规则的剖析技巧。您可能会在数据表中听到“0.5到5nH”这样的标明，然而却没有具体的值，这就看您是否辛运了。所以您须要使用一个电压探头，通过反复调整电容器来确定正确的值(很显著，假如幅值太大，就降低电容值，幅值太小的话就减少电容值)。
事实上，假若您有一个真正的电压方波，您可能可以很辛运地以同样的方法“调出”一个过冲。一旦找到正确的检波值，就可用于生产，甚至在不得不更换并联内阻供应商时，它仍可能有用。建立高于1mΩ并联阻值的方式不多。我是不是提及过，因为分流电感的影响，瞬态响应问题会随着并联内阻的变小(一般大于1mΩ)而显得更糟？
在输入前完成混频的重要性
混频应在电压测量IC输入之前完成，这很重要。对没有后端混频的系统常年搜集的数据显示，在电压和功率值的数据图中不明缘由地碰巧(但频度已足以造成问题)出现了大的尖峰。并联内阻的高频响应上升，导致电压测量后端混叠，因而形成尖峰。不管是检波稳定放大器、delta-sigma转换器还是平均SAR，只要是取样系统，这么它们都是脆弱的。与任何混叠问题一样，正确的解决方式是在电压测量IC输入前进行模拟混频。离开这些说您不须要混频器的供应商。假如它是一个取样系统而且您正在搜集数据，您的电压测量IC就须要一个干净的讯号。还请记住，混叠不是惟一可能存在的问题，若是不对输入进行检波，高频输入很可能使后端过载。
最后，假若您须要进一步抑制噪声，其实可以调到更低的频度。在输入步入第一个放大器之前进行检波总是有益的。大多数电压测量IC在单极输入处会限制实际混频，但还是应当使用，假如须要，在放大器的输出处还可施行更高阶的混频。
尽管本文讨论的问题存在于瞬态域，但任何敏感的读者就会意识到它可看作一个简单的一阶带宽问题。在欧姆值极低的并联内阻上的分流电感形成了几百kHz的拐角频度，有时出奇地低。无论如何，作为带宽问题、时间常数问题或瞬态响应问题，最佳混频器的时间常数都将等于并联内阻及其电感的时间常数(或补偿并联零频度的极点频度)：
电压测量IC将一直使用差分混频器，RFILT将是两个内阻之和。从物理的角度，最难的部份是得到一个实际的值。
图6：频度响应曲线（红色）显示有3nH电感的500µΩ并联内阻的上升频度响应，以及有一对10Ω内阻和0.3µF电容的输入混频器的互补响应。请注意，并联内阻显示出约为30kHz的拐角频度。
