作者：安森美()Karol,
在本系列的前几篇文章中，我们介绍了电动车快充系统的主要系统要求，概述了系统开发过程中的关键阶段以及认识了参与设计25kWSiC直流快充系统的工程师团队。
如今，让我们更深入了解25kWSiC快充设计。在第一、第二部份中我们聊了聊所选择的尺寸、拓扑和市场背景，明天我们将着力于AC-DC转换部份的仿真电阻串联和并联的算法视频，同时还有在之前被称为“三相有源检波”部分，简称PFC。
如第一部份中提及，电源仿真有助于在设计和建立硬件系统之前验证假定，发觉在元件选型、PCB、甚至后期测试中可能存在的问题。诸如，仿真能帮助我们测试有关电流、电流、开关频度、损耗、散热和控制算法的工作。
不仅验证，仿真的结果还有助于解决设计过程中其它重要的步骤，例如被动元件的选择。一套有效的仿真流程才能降低产品开发周期的调试以及硬件耗损，推动整个过程。
仿真之前的打算工作
在仿真开始之前，事前打算也是非常重要的。下边列举了我们觉得最重要的几项打算工作，以及对应的处理方法。
仿真的目标
事前想好仿真目标是极其重要的。目标会影响构建仿真模型的细节，我们将会在下一部份中注重讲到。在这个项目中，PFC的电源仿真帮助设计团队解决了以下几个问题：
电源仿真模型和软件
仿真模型是整个过程中的关键。模型重现了电路中每位元件的功能和参数。模型中的每位元件，例如：开关管、二极管、栅极驱动器以及被动元件，都可以用不同程度的参数降低细节。其实也存在无法建模的元件。一套复杂的模型运行上去会愈加历时，较简单的模型还能在许多不同系统条件下进行仿真，进而对应不同问题。
本次系统的开发捷径是简化模型，进而加速仿真和设计过程。其实，模型的精确性是十分关键的，会大大影响到结果。我们对不影响功能和电气参数的元件模型进行了简化处理，而对关键元件进行了愈加精确的建模。
电源仿真往往基于已有的SPICE模型，在这个项目中，我们使用了，混和模式的仿真软件，为快速收敛提供强悍的仿真功能。
输入参数
模拟的最后一个基本要素是评估这些特定元件和参数。这样的仿真就能帮助我们提供那些满足系统要求的参数的最佳组合。本次设计中，我们觉得最重要的元件有：
PFC电感。PFC电感的参数应该尽快地按照应用的要求，输入电流，功率和电压确定。其次，我们应当考虑它的规格和性价比。设计团队估算并恐怕感值应当在几十μH以内。
输出电容。电容的选择基于回路电压和占空比电流，因为DC母线的电流较高(约1000V)，所以我们须要几个串联的电解电容来对应高母线电流。
开关频度。频度值是由给定的电感值和电网要求预先确定的。如第二部份提及的，70Hz是同时能满足效率和EMI要求的方案。
这种通过各类方式确认参数的初始值会通过仿真进行验证。用于确定初始值的方式包括：标准容感设计估算、借鉴现有设计、历史文献和图纸。借助深入剖析这种方式，可以对参数进行有依据的推测，我们将在前面的仿真结果中再度提及。
开始仿真
在这个部份中，我们将介绍为本次设计完善的仿真模型(次模型)，并重点解释模型特征以及被忽视的内容。据悉，还有针对不是基础或必要的模型所采取的举措。最后是一份总结表。
图1显示了在中的仿真模型，包括功率部份(上)和PWM部份(下)。后续会带来有关算法的内容。
PWM调制回路基于一个典型的空间矢量占空比调制算法(SVPWM)，才能简化控制回路并使其通过PI调节器轮询。我们使用了检测出的主相电流作为控制器输入来简化模型，而在实际的硬件系统里，我们须要在数字域中使用锁相环来检测瞬时电源参考电流。
图1.PFC部份的模型
母线和母线网路模型
电源模型由3条可配置的母线组成，能形成相位差为120°的50/60Hz余弦曲线。初始相位可以修改，对于验证输入的浪涌电压保护回路很有帮助。为了便捷考虑，大部份仿真模型中的负载都为阻性负载。
作为仿真的一部份，我们须要基本的、针对输入混频的差模传导干扰(CE)的验证，可以在电源和混频器之间插入人工电源网路(AMN，)或阻抗稳定网路(LISN，，按照)。对于这块内容，我们不在本系列进行讨论。电网的模型也包括了影响控制的交流电网阻抗，因而加入仿真可以提升仿真的精确度。
输入混频
输入混频是变换器的第一个部份，此次仿真我们不会做任何输入混频模型的设计，所以采用了一个简化的模型(图2)。如第二部份所提及的，那是一个现成的模型。
在此次的仿真中加入混频元件带来了两个益处。第一，混频器的输出阻抗是PFC控制回路的一部份，没有它我们很难得到一个可靠的PFC回路。在设计阶段，不考虑EMI混频终究会给你的产品带来麻烦。
第二，为了得到一个更精确的效率和热管理的模拟，我们也将了混频器的功率损失加入仿真。再度指出本次仿真的其中一个目标是为了验证我们的控制方案，以及会对最终产品性能有影响的元件。
图2.输入混频回路模型
浪涌电压保护
浪涌电压保护是EV充电系统中关键的一环，我们也须要为这一环做好仿真。该模型的实现并不复杂，典型的单相系统，其中两相由内阻和熔断器并联构成，如图3。因为系统并不涉及到中性线，所以毋须在第单相上降低内阻。(图1中的内阻R代表了联接形成的等效内阻。)
图3.浪涌电压保护模型
通常来说，浪涌电压的仿真才能验证由内阻形成的最大能量耗散，因而帮助选择正确的元元件。
PFC电感模型
SPICE仿真软件能提供自带的电感模型，但较为简单且难以彰显功率系统里电感的重要特点，例如自饱和和自谐振效应。图4中我们构建的模型则包含了这一些重要部份。电感饱和效应参考查找表，提供了相对磁感率(μr)和磁场硬度(H)的关系。定子耗损由一颗串联内阻彰显。图4说明了更多有关这种元素在模型中的细节。
图4.带饱和和自谐振效应的电感模型。
饱和效应(感值随着不同工作电压变化)的建模是按照查找表和磁性设计标准公式：(1)L=μ0μr(Ae/Le)N²，(2)H=(N×I)/Le，(3)查找表μr=f(H)，(4)VL=L×dI/dt，B1为电感电流。L和dI/dt分别由(1)号公式和(4)号公式依据测试电感L1(1H)推论得到。F1是一个电压驱动的电压源，1：1阻值比，输出等于电感模型检测值。由于L1=1H，所以dI/dt=V(dI_dt-REF)。F1对电感模型没有任何影响，仅在估算每位点的VL、PFC的系统中，用于推论dI/dt。L(B1、F1和L1)、Cp和Rp模拟了电感的自谐振特点。
功率部份模型
功率部份是整个功率变换的重点，也是仿真模型的关键。它包含了3个移相SiC模块和电枢驱动。驱动系统对整体性能的影响相当明显(对基于SiC的系统影响更大)，所以我们强烈建议将其加入整体仿真，哪怕只涵盖部份。但是目前的问题是已有的基频驱动器的模型为了适应更多常见常常设计得较为复杂。通常而言，对系统级的模拟，或则说对本次项目的模拟，一个简化的驱动模型就早已足够了。
虽然驱动的参数表里不会详尽的彰显I-V关系，但我们可以通过使用特定几个点对应的驱动输出参数(最大输出/吸收电压)和上升增长时间来得到一个输出特点的近似值，继而提升了仿真的精确性和一个可接受的估算时间。我们使用这些技巧来模拟载流子驱动器。(图5)
图5.A相的功率部份模型
功率模块
为功率模块中的建模，显而易见地是整体仿真的关键步骤。就像载流子驱动器，也有具有相当详尽的的模型存在，这种一般用于设备特点描述和提取任何工作条件下的设备参数。这种模型扩充了数据表中常常在特征工作点下所展示的信
息[3]。
但是，在我们的仿真模型中，我们须要6个不同的开关元件，而这种模型会让仿真显得相当平缓。趋同问题也时常出现。所以在这些情况下，我们可以采用一种实用的方式：创建一个简化的，包含对整体系统有巨大影响的主要元素和特点的模型。(图6)
图6.简化后的模型
上图的模型还能彰显以下几个的关键参数：3个主要的寄生电容，RDS(ON)和体晶闸管的压降VF。这种不是单个数值，而是不同工作情况下的特点曲线。
须要注意的是寄生电容的参数随着VDS的变化而变化。VDS的特点表常常会在产品指南中提供，但须要一些推论估算。我们用下等式来估算模型数值，3个寄生参数分别以CISS，COSS和CRSS表示。
图7表示本次项目中使用的仿真模型，容值的非线性曲线基于参数对照表。
图7.Cgd的模型。Cgs和Cds的模型相同，但容值不同。
SIC的RDS(ON)很大程度上取决于基极电流VGS，其特点包含于“B_rds”的模型中。其实VGS对RDS(ON)的影响很大，但它也会一定程度上随瞬时ID和VDS变化，不过在本次仿真中，不考虑这个特点带来的影响。
体晶闸管的VF-电压特点可以简单地构建一个电流电压查找表来建模。流过晶闸管的电压和体晶闸管地压降VF有关。体晶闸管的VF特点其实并不是对所有的应用都有用，但在单相PFC中，体晶闸管在检波电路中是相当重要的，并且其VF-电压特点会明显地影响开关死区的设置，所以在整个系统中特别重要。晶闸管的反向恢复特点在本次仿真中不被考虑。
须要指出的是基本的模型不包括PIN脚形成的寄生电感和内阻。所以添加一个外置的内阻才能更好地重现开关特点(dV/dt)，因而选择或优化载流子内阻。其次，为了确切重现工作期间的电流尖峰，强烈建议对寄生电感进行建模，但对系统级别的验证来说没有这么关键，但是我们可以在实际操作的时侯通过调整载流子内阻来优化开关特点。
表一总结了仿真模型的内容以及每位部份仿真的输出。最终实际结果应该满足仿真结果，但是能解决我们想像的设计问题。
表1.仿真模型总结：仿真包含的部份以及在仿真模型中的彰显
仿真结果
在完成了构建仿真模型这项费时吃力的任务后，我们快进到有意思的部份——使用并评估推论。
为了解决我们的问题，基于图2总结的变量，我们进行了一系列的仿真。在以下内容中，我们将展示得到的结果、我们对这种结果的观察以及基于这种结果的设计决策。
为了清晰起见，本章节末尾的表3总结了所有那些解释和说明。
PFC部份的效率
系统效率对整体仿真的结果相当关键。图8，图9和图10彰显了效率值和相关的耗损。如我们想像的，更高的输入电流会带来更高的整体效率，由于增加(图8)。
对于不同电感带来的结果，可以看见更高的感值可能会带来更高的效率。但是，有许多其它的元件会影响结果。它展示了仿真带来的益处，由于效率估算和不同工作节点时元件审视是十分繁杂的。图10提供了定子耗损的细节；不同感值带来的定子耗损差别比系统耗损差别小。
图8.PFC部份的效率和输入电流值、感值和输出容值的关系
图9.PFC部份的耗损和输入电流值、感值和输出容值的关系
图10.PFC部份的电感耗损和输入电流值、感值和输出容值的关系
有关功率模块的耗损，仿真带来了有趣的信息(图11)。模块的耗损仅和感值相关。缘由应当是更低的感值会带来更大的共模电压，杂讯电压越大，导通电压越低，所以开关耗损也增加了。
图11.PIM模块的整体耗损和输入电流值、感值和输出容值的关系
但是，功率模块和感值没有直接联系，由于调节的过程和PWM等也导致了影响。基于实际模型的仿真有助于预测推论虽然未能直接确定实际关系。
最有趣的发觉是模型中多个元素(元件)导致的耗损分布(图12)。这个分布图才能帮我们认清楚耗损的来源以及什么部份须要关注进而提升效率。本次设计中，我们证明了在各类情况下系统效率就会小于98%，所以有关效率，没有哪些问题。有了这种结果，我们可以选择最能满足其余系统需求的解决方案。
图12.耗损的示意图。仿真的主要条件是VIN=230V，POUT=26.5kW，VOUT=800V，感值容值为245μH、4×470μF。仿真的时间为50ms。能量耗损估算时，时间设置基本考虑30ms至50ms(用“30ms%50ms”表示)，以保证系统运行在稳定阶段。
浪涌电压仿真
浪涌电压控制仿真的主要目的是为了确认尖峰和电压有效值，以及在启动时由限流内阻带来的耗损。这项仿真才能帮助我们去验证限流内阻的选型。
通常来说，启动时的峰值相电压(100μs以内)被限制在额定值的数倍。同样的，最大的相电压有效值也可以通过设置一个重复启动前的等待周期(几秒钟)来限制。
图13和图14展示了我们的系统在最差情况下的结果：母线相-零电流为310Vrms，A相从0点偏斜了-30°，450μF的输出电容完全被用尽。仿真告诉我们重复启动应当设置一个4.19秒的冷却时间以确保7W的耗损要求(抗浪涌内阻的帧率)。但是，通常来说充电系统不会在短时间内重复启动(几秒内)。
图13.浪涌电压保护。最差情况下，启动时功率耗损(底部)和能量耗散(顶部)波形，浪涌保护时COUT=450μF，VIN=310Vac。浪涌保护由每相2个33Ω内阻串联组成(共4个内阻)。红线：一颗抗浪涌内阻功率和能量(A相)。蓝线：一颗抗浪涌内阻功率和能量(B相)。A相和B相分别由24.81J和29.29J能量耗散，7W的帧率限制下的冷却时间分别是3.55秒和4.19秒。
图14.浪涌电压保护。浪涌电压保护时A相和B相的输入电压以及PFC输出电流。与图13一样，与保护电压和COUT有关。
PFC参数
功率质数是一个关键的要求，EV快充规定要求功率质数满载下必须达到0.99。图15验证了所有设计都能满足功率质数要求，图16呈现了一个完美的余弦电压波形以及-关系。
无论感值怎样变化，,RMS几乎保持不变(图17)，与总体效率结果相吻合(图8)，由于不同机型的电感之间的变化也十分小。在峰值电压上可以观察到稍大的变化(图18)，但,PEAK值对功率损失并不关键，由于,RMS才是用于恐怕损失和效率的主要诱因。
可以确定地是电压越大，系统耗损越大。总纹波失真(THD)结果也彰显了这一点(图19)。
图15.功率质数和输入电流值、感值和输出容值的关系。所有情况的功率质数均>0.99。
图16.相电压曲线，PFC电感245μH。PFCA相功率质数0.999，VIN=230V。
图17.输入电压有效值和输入电流值、感值和输出容值的关系。
图18.输入电压峰值和输入电流值、感值和输出容值的关系。
图19.输入电压总纹波失真(THD)和输入电流值、感值和输出容值的关系。
PFC电感工作条件
如表1提及的，彻底了解电感电压对设计性能优异的PFC电感很有帮助。设计或选择一个合适的电感，我们须要考虑以下4个关键的电压值，她们都可以通过仿真得到。
,RMS，解决散热问题(图17)
,PEAK，估算磁芯的磁饱和度(图18)
,PEAK-PEAK，计算磁芯耗损(本次仿真不包括磁芯耗损，但建议另外估算)
,PEAK，定义定子的绝缘等级
图20显示了在不同-电感杂讯电压的峰-峰值。感值为245μH时的杂讯电压比130μH的情况小40%。另一个细节是我们通过仿真晓得了实际的,PEAK-PEAK怎样在在波形过零点和顶点达到最大和最小值的。图21和图22彰显了这种差别。
我们还可以见到实际的杂讯电压曲线和频度的形状在同一个点是有差异的。这样的情况在SVM里比较常见且并不会引起问题。(我们不会在本文对这一内容进行深入讨论，但它与CCM和DCM中的变换过程有关。)
电感设计须要考虑铁损电压的最大峰-峰值。设计电感的另一个重要诱因是电感的耐压值。图23和图24彰显了这种数值。
图20.电感谐波电压和和输入电流值、感值和输出容值的关系
图21.峰值电压余弦波形时的电感电压细节。条件：B相，VIN=230V，POUT=26.5kW，LPFC=245μH。波数组数：,RMS=38.9A，,PEAK-PEAK=4.1A。X轴：10μs/div。
图22.电压余弦波形过零点时的电感电压细节。条件：B相，VIN=230V，POUT=26.5kW，LPFC=245μH。波数组数：,RMS=38.9A，,PEAK-PEAK=5.58A。X轴：10μs/div。
图23.峰值电感电流和输入电流值、感值和输出容值的关系。
图24.PFC电感电流包络仿真。典型采用SVPWM的系统波形。
母线和DC输出之间的电流
在单相PFC系统和逆变器中，基极、零线线(N)相线(PE)与转换器的直流负输出(-VDC)之间可能出现电流差，由于系统的前后部份没有进行电气隔离(在PFC部份)。所以在仿真和开发过程中必需要考虑这个可能性。
图25是输入和直流负输出(-VDC)的电流包络，以及零线或相线与直流负输出的压差。图26和图27表现了电流从-300V提升至+1100V的过程。我们须要起码在设计电感和PCB时考虑到这种电流等级。这么高的电流可能会导致PCB上元件和电感的隔离问题。除此之外，零线/相线与直流负输出之间的高压和dV/dt会带来不同性质的噪音，尤其是连入PFC输出的系统会非常容易遭到纹波噪音的影响。
以后的硬件测试和评估阶段，零线/相线和负输出电流之间的高电流可能须要额外当心和额外的安全举措。仿真在阐明必须解决的问题方面再度发挥了重要作用电阻串联和并联的算法视频，帮助我们实现稳健的设计，也有利于今后的开发过程。
有趣的是，零线/相线到直流输出GND电流的包络被三倍的电网频度影响，调制深度与PFC电感的饱和度有关(图25)。这种现象遭到PWM调制策略的影响，在我们的案例中，对应于在SVPWM系统中见到的包络。
图25.相电流和零线/相线到DC输出相线的电流包络
(a)(b)
图26.A相到直流负输出(-VDC)的最大电流差(a)和最小电流差(b)和输入电流值、感值和输出容值的关系
(a)(b)
图27.相线到直流负输出(-VDC)的最大电流差(a)和最小电流差(b)和输入电流值、感值和输出容值的关系
PFC输出电感
在功率质数校准以后，PFC系统的主要工作就是提升直流母线电流(boostdc-link)并保持在参考值。直流母线电容作为boost电容，还须要有效地处理负载联接到输出端时形成的电压杂讯。仿真就能帮助我们了解一旦实际硬件系统构建完成后这两个变量(直流母线电流以及基极电压)将会怎样变化。
图28告诉我们电容的输出电压不会随着电感或电容值的变化而随之变化。另外，±10%的输入相电流变化会带来约±15%的谐波电压变化(图29)。
输出的交流电流份量(VPEAK-PEAK)与输入相电流无关，但会被DC输出电容和寄生等效内阻(ESR)所影响。图30诠释了4倍VPEAK-PEAK下的最差情况，4个470μF电容并联。
图28.输出电容电压,RMS和输入电流值、感值和输出容值的关系
图29.典型的输出电感波形。条件：VIN=230V，POUT=26.5kW
结果：,PEAK-PEAK=58A,,PEAK=25A,,RMS=24.78A。X轴：10μs/div。
图30.输出电容谐波电流输入电流值、感值和输出容值的关系
开关转换：开与关
验证PFC部份的开关性能的一个关键参数是开关速率(图31)，或则的dV/dt。理论上来说，开关速率越快，耗损越低，效率越高。但是，仍旧有其它诱因限制开关速率。例如，开关管本身承受这些高梯度变换或EMI或其他快速开关形成的串扰(CM)噪音的能力。
图31.PFC的开启波形
图32显示在本模拟中给出的配置下，dV/dt值超过了66V/ns，惟独宽禁带技术能够对应这样的高速开关。实际上，这么高的dV/dt依然会有高风险(虽然是SiC模块)，寄生电感形成的超高缺相尖峰可以轻易的超过元件的耐压上限。
图32.低边A相SiC开关速率和输入电流值、感值和输出容值的关系
调整载流子内阻是最简单的方式来降低dV/dt。更大的基频内阻值能降低开关速率，同时降低整体设计的风险，但也会带来缺点，即少许的功率损失(由于开关速率没有这么快)。基于这项仿真的推论，我们决定做一个折中方案，换一颗电阻大一点的基频内阻(1.8Ω—>4.7Ω)以确保MOS管导通时的dV/dt在25V/ns左右。这将作为验证实际硬件板时的初始值。
另一个影响开关效率的诱因是开启电压。图33展示了仿真时得到的开启电压。不过，该系统的效率早已在先前得到验证，目前还没有预见对开启方法进行重大更改。
图33.低边低边A相SiC最大开启电压和输入电流值、感值和输出容值的关系
至于关断转换，我们也采取了类似的方式。图34、35和36显示了这种模拟的结果。使用100kΩ吸收内阻时，关断过程也很快速(高达40V/ns)。在测试板中，我们也会提升内阻以将关断dV/dt等级保持到25V/ns左右。
图34.PFC的关断波形
图35.低边低边A相SiC最大开启电压和输入电流值、感值和输出容值的关系
图36.低边A相SiC开关速率和输入电流值、感值和输出容值的关系
仿真结果和推论
其中一个仿真的最终目的是降低硬件的迭代次数并加速新产品量产过程。通过这篇文章，我们可以清晰地认识到在仿真和设计模型之前设定一个目标的重要性。仿真的结果将有助于回答我们的开放性问题，验证我们的假定，或则为系统的运行或优化揭露必要的更改。表3总结了上述模拟的结果。
参考资料
“直流快充设计手册(第一部份):有关电动车应用”byKaroland,Today,April2021.
“直流快充设计手册(第二部份)：方案总览”byKaroland,Today,May2021.